作者: Elisabetta Moisello, Alberto Cattani, Piero Malcovati, Edoardo Bonizzoni,

意大利帕维亚大学电气、计算机和生物医学工程系

意法半导体, 科尔纳雷多, 意大利

摘要：本文提出一个兼容AirFuel 和 Qi两大无线充电标准的无线充电 (WPT) 天线配置和有源整流电路，并用Cadence Virtuoso 仿真工具评测了天线配置的性能，电路仿真所用的线圈参数是目前市场上销售的线圈的实际测量数据。我们将仿真结果与目前最先进的天线技术进行了对比和比较，验证了这个天线配置的优势。本文提出的有源整流器电路采用 90 nm BCD 工艺设计，并能够根据工作频率重新配置整流器。最后，本文还用Cadence Virtuoso仿真工具在各种条件下测试了一个完整的无线充电系统模型，其中包括电能发送端(TX)和本文提出的双标准天线及有源整流系统，得出了整个系统的详细效率数据，全面评测了本文提出的天线配置和有源整流电路的性能。

I.前言

在过去几年中，无线充电技术的重要性日益提升。无线充电技术不需要电缆，为用户给设备充电带来极大便利。无线充电技术还有另外一个优点，得益于可以定期无线充电，电池模块可以设计的更小[1]，从而使设备体积变得更小。无线充电技术涵盖不同的功率级别，从充电功率兆瓦级的电动汽车，到瓦级的消费类产品，再到毫瓦级的生物医学植入设备，无线充电应用非常广泛。

实现无线充电技术有多种方法，例如，通过磁场、电容、射频 (RF)、超声波或激光传送电能 [1]。然而，电磁感应或电磁共振是应用最广泛的无线充电解决方案。电磁充电方案依靠两个线圈之间的磁场耦合传递电能。天线模块组件包括这两个线圈与电容器组成的补偿电路。感应式充电和电磁共振系统的不同之处在于磁场耦合系数和工作频率。无线充电标准 Qi 和 AirFuel分别是具有代表性的感应式和电磁共振式充电技术。Qi 标准的特点是线圈强耦合（耦合系数 k 通常约为 0.7），工作频率在 100 kHz-300 kHz 范围内，以及电能接收端 (RX) 天线的谐振频率通常较低，而 AirFuel标准则相反，天线线圈之间是松耦合，谐振频率是6.78 MHz 或其整倍数，发送端天线与接收端 (RX) 天线谐振频率相同。

图 1. 完整的无线充电系统示意图

鉴于这两种标准已经被市场接受，支持Qi 和 AirFuel双标准的无线充电天线及电能接收模块，及其相关的技术规格，引起业界的关注。在文献资料中，可以找到一些提出双标准电能接收解决方案的研究著作[3]-[6]。然而，这些著作的主要研究方向是电能接收端电路设计，特别是有源整流器，而没有关于天线配置和线圈参数设置的详细介绍。虽然在文献[2]中有支持双标准的天线配置的论述，但是，并未详细介绍最终的耦合系数。本文提出了一种创新的天线配置方案以及有源整流电路。整流电路采用 90 nm BCD 工艺设计，支持 Qi 和 AirFuel两个无线充电标准，输出功率涵盖笔记本电脑、智能手机等消费设备常用输出功率。

为了评估本文提出的设计方案的性能，我们用 Cadence Virtuoso仿真工具评估了图 1 所示的完整的无线充电系统，其中包括输入电池、电能发送端 (TX) 模块、天线线圈、有源整流器、 滤波输出电容和负载。为了模拟输出稳压模块(没有出在现本文提出的方案内)的效果，我们考虑在负载的地方连接一块电池，将输出电压 V_OUT 设为目标电压值，即 Qi 充电是 12 V，AirFuel充电是20 V。

图2. (a) 文献 [2] 中所示的双标准天线配置；(b)本文提出的双标准天线配置；(c) 表征测量所用的线圈布局；(d) 天线测试台原理图，为在Cadence Virtuoso中模拟天线提供相关参数。

天线配置仿真所用的天线参数都是目前市场上销售的线圈的实际测量值。把两个线圈对齐，同时不断改变线圈间距，测量线圈在不同间距的耦合系数，然后在仿真工具中模拟这些耦合系数。通过这种方式，可以全面评估本文提出的天线配置和有源整流电路的性能，得出无线充电系统每个模块的详细效率信息。把所有情况都考虑在内，有源整流器的效率超过 93%，天线模块的效率在 67.4% 到95.6% 之间。

本文的结构如下：第二部分描述本文提出的天线配置，第三部分介绍本文提出的有源整流电路，第四部分报告仿真验证结果，第五部分是结论。

II.天线配置方案

为了开发兼容 AirFuel 和 Qi的双标准无线充电接收系统，需要使用两个独立的天线，通过单独选择电感值和 Q 因子，可以在两个不同的工作频率范围内最大限度提高效率。根据文献[2]提出的结构，两个天线可以整合成一个双天线结构，见图2（a）。电容器 C2在低频时可以近似为开路；大电容C1在高频时起到短路作用，L1 的阻抗是电路中最大的。

表1：线圈实际测量参数

标准	LP [µH]	线圈间距 [cm]	k1	k2	Frequency 频率[kHz]
AirFuel	1.2	0.4	0.278	0.414	1000
AirFuel	1.2	0.8	0.141	0.209	1000
AirFuel	1.2	1.2	0.114	0.151	1000
AirFuel	1.2	1.8	0.068	0.093	1000
AirFuel	3.55	0.6	0.093	0.146	1000
AirFuel	3.55	1	0.088	0.137	1000
AirFuel	3.55	1.7	0.081	0.110	1000
AirFuel	3.55	2.2	0.064	0.092	1000
Qi	10	0.4	0.687	0.195	150
Qi	10	0.8	0.450	0.164	150
Qi	10	1.5	0.224	0.114	150
Qi	10	2.0	0.142	0.079	150

通过这种方式可以组建两个串联谐振电路，一个是工作频率范围 100kHz-300kHz的 Qi标准低频谐振电路，由 L_S1 + L_S2和 C₁确定谐振频率范围；另一个是工作频率 6.78 MHz 或其整数倍的Airfuel标准高频谐振电路，由 L_S2和C₂确定工作频率。为了满足两个串联谐振频率，本文提出了图 2（b）所示的天线配置，在Qi 情况下，串联谐振频率由 L_S1 和 C₁决定；在AirFuel 情况下，串联谐振频率由L_S2和 C₂决定。 L₁的值主要优化在Qi 频率范围内工作；L₂的值主要优化在 Airfuel 频率范围内工作；然后，选择与两个电感器对应的电容器C₁和C₂，以取得所需的两个谐振频率。

图 1所示是本文提出的完整的天线配置，线圈采用的是市场上销售的标准线圈：接收端所选线圈 L_S1 和 L_S2 是 Wurth Elektronik 公司的 760308101150 电感线圈，电感分别是6.3 µH 和 1.2 µH [8 ]; 在 Qi 情况下，发送端线圈 L_P采用 760308101141  10 µH 电感线圈[9]，在 AirFuel 情况下，考虑选用760308101150 1.2 µH电感线圈或 3.55 µH 感应板充电器 。

为了估算不同线圈对之间的耦合系数 k₁ 和 k₂，按照图2 (c)所示的配置，将所选的两个线圈对齐，用 LCR表测量两个线圈之间的耦合程度，把不同间距的耦合情况考虑在内，从而得出互感M和耦合系数k₁。在求算AirFuel系统参数时，在LCR测量仪上选择最大频率1 MHz，因为谐振频率设置在 6.78 MHz时，正常情况下频率不会出现显著变化。线圈测量参数如表 I 所示。

III.有源整流电路设计方案

整流电路设计采用 90 nm BCD 工艺，由四个合理控制的功率开关管构成。这四个NMOS 晶体管起到等效二极管的作用，当晶体管导通时，正电流从源极流向漏极，实现所谓的有源整流电路，如图1所示。

图 3. 有源整流器方案(a) 高边 (b) 低边功率 MOSFET控制结构示意图。

图 4. (a) 模块化驱动器设计方案和功率 MOSFET系统的示意图；(b)功率 MOSFET 模块结构的详细示意图； (c) 驱动模块结构。

用功率开关管代替通常的二极管的原因是，功率开关管的压降更低，效率更高，特别是，NMOS的品质因数高于PMOS 器件。图 3(a) 和图 3(b) 分别是高边功率开关和低边功率开关的有源整流方案内部电路示意图。在示例中，我们讨论了功率晶体管M₁和M₃以及开关节点S₁的工作方式，这个方式同样适用于M₂、M₄和S₂。比较器用于检测开关 M₁上的压降以及电流方向，比较器输出还需要采用一个类似于文献[7]提出的滤波电路来处理，最后获得功率开关的控制信号CTRL_i。滤波电路的用处是消除比较器输出中的毛刺和杂散换向信号。比较器可以限值高边开关管和低边开关管驱动电压，因为节点 S1在电能接收端接地 GND和设计输出电压节点 OUT 之间切换，有可能超出了功率MOS的安全工作区，S₂的功能类似。

特别是，在高边开关电路拓扑中，由于比较器的工作电压范围是在输出电压节点 OUT 和节点 gndHV 之间，gndHV是设计输出电压减去一个齐纳二极管的压降，因此，需要对比较器正输入进行限幅处理 ，以确保工作电压不低于 gndHV 。通过晶体管M_P1和电阻R₁实现限幅功能：当S₁切换至OUT时，M_P1工作在三极管区域,相当于闭合开关；当 S₁切换至 GND 时，M_P1在饱和区导通，并确保比较器正输入节点永远不会低于 gndHV 与M_P1 的源栅极电压之和；R₁必须取值正确，才能限制流过 M_P1 的电流。

对于低边开关管的情况，比较器负输入需要限幅，以免超过本地电源电压 vddLV（假定是 5V）：这个功能是由 M_P3 和 R₃ 实现的。事实上，与高边的 M_P1 类似，当 S₁ 切换到 GND 时，M_P3工作在三极管安全区域内，起到一个闭合开关的作用；当 S₁切换到 OUT 时，晶体管工作在饱和区域，将比较器负输入电压限制在M_P3的栅源电压。高边开关电路需要电平转换器，因为比较器的电源电压范围是在 OUT 和 gndHV之间，而滤波器和驱动器电路的电源电压是在自举电源电压 vddHVi 和 S_i 之间。

AirFuel 和 Qi两个标准工作频率和目标输出功率值不同（Qi是 40 W，Airfuel是10 W），为了兼容这两个无线充电标准，功率 MOS晶体管及其驱动电路必须能够重新配置。一方面，在 Qi 情况下，工作频率低，开关损耗可以忽略不计。因为设计目标是实现更高的输出功率，所以需要大尺寸的 MOS 器件，最大限度地减少导通损耗；另一方面，在 AirFuel 情况下，工作频率较高，开关损耗很大，因此，优先选用尺寸较小的晶体管，以最大限度地减少寄生电容。

本文提出的可重新配置的功率开关和驱动电路是采用 90 nm BCD 工艺设计，如图 4(a)所示。该电路由四个驱动器和四个功率 MOS 模块组成，可以通过与门根据数字信号 fse选择驱动器和功率模块。在功率MOS模块内有三个并联子模块，每个子模块都包含一个栅宽6.72-mm、栅长250 nm、56个fingers(nf)如图4(b)所示。驱动模块由4级反相器链构成，fingers数量(nf)是1-3-8-16，NMOS栅宽24μm，PMOS栅宽 41.3 µm， NMOS 和 PMOS 的晶体管长度都是 1 µm，如图4(c)所示。

在Qi情况中，fsel是高电平，四个模块全部工作，控制信号CTRL驱动模块工作，构成一个由12个并联子模块组成的等效功率开关；在AirFuel情况中，fsel是低电平，只有第一个模块被激活，控制信号CTRL驱动该模块工作，而剩余的三个模块关闭，因此，这三个功率开关是关断状态。这种方法使有源整流器能够适应两个充电标准的功率要求。

IV.仿真结果

我们用Cadence Virtuoso 仿真工具，按照图 2(d) 所示的测试台原理图，测评了本文提出的天线配置方案，采用了市场上销售的线圈的实际测量数据，并根据标准规范调整了谐振电容的容值。输入电压V_IN是12 V，负载电阻 R_LOAD可变。我们还用同样的方法测试了文献[2]中提出的天线配置。

图 5 和图 6 分别描述了两种天线配置仿真测试的输出功率和效率在不同负载范围的曲线。不难发现，本文提出的天线配置在 Qi 情况中的性能媲美文献[2]中提出的天线配置；在 AirFuel 情况下，效率性能表现更高，在整个负载电阻范围内表现出更高的效率，并且在负载电阻较高，负载电流较低时，输出功率明显更高，这非常契合消费类应用的无线充电设计目标。把本文提出的天线配置和有源整流电路放到完整的无线充电系统内，如图 1 所示，然后用 Cadence Virtuoso 仿真工具测试这个无线传输系统。

考虑到电能发送结构的差异，仿真测试所用的双标准发送端与本文提出的接收端采用相同的可重新配置驱动器和功率 MOS开关管。仿真测试还使用了单标准发送端，其驱动器和功率 MOS 尺寸是按照Qi 或 AirFuel技术要求专门定制的。此外，我们还仿真测试了两个完整的单标准专用无线充电系统，其中发送端和接收端都是根据 Qi 或 AirFuel专门设计的，这个单标准仿真为双标准性能评测提供一个参考基准。仿真测试输入电压12V，负载是电池电压，AirFuel 情况是20V，Qi 情况是12V。

系统仿真所用的天线参数是线圈的实际测量结果。表 II 汇总了各种情况下的仿真结果，提供了不同模块的详细效率数据。显而易见，双标准有源整流电路在所有情况下都保持出色的效率，比标准专用解决方案低1.5%。此外，本文提出的天线配置在大多数情况下效率表现良好（高于 82％），只在磁场耦合度很低时，效率才会较低。

V.结论

图 5.输出功率仿真结果（输出功率与负载电阻 R_LOAD 是函数关系）

图 6.效率仿真结果（效率与负载电阻 R_LOAD 是函数关系）

本文提出了一种创新的支持 Qi 和 AirFuel 两大无线充电标准的天线配置及有源整流电路。在实现天线配置时，我们考虑使用在市场上销售的标准线圈，通过测量线圈表征线圈特性，得出被仿真天线的参数。用Cadence Virtuoso仿真工具全面测试了本文提出的天线配置和可重新配置有源整流器，并与相应的单标准系统进行比较，证明本文提出的方案设计保留了良好的效率和输出功率，同时提供了不同模块的详细效率数据，全面分析了双标准无线充电接收系统天线和有源整流电路的性能，从而补全了文献资料在这个方面的缺失和不足。

参考文献

[1]E. Moisello, A. Liotta, P. Malcovati and E. Bonizzoni, “Recent Trends and Challenges in Near-Field Wireless Power Transfer Systems”, in IEEE Open Journal of the Solid-State Circuits Society, doi: 10.1109/OJSSCS.2023.3313575.

[2]P. S. Riehl et al., “Wireless Power Systems for Mobile Devices Supporting Inductive and Resonant Operating Modes”, in IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, vol. 63, no. 3, pp. 780-790, March 2015, doi: 10.1109/TMTT.2015.2398413.

[3]Y. -J. Park et al., “A Triple-Mode Wireless Power-Receiving Unit With

85.5% System Efficiency for A4WP, WPC, and PMA Applications”, in IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 33, no. 4, pp. 3141-3156, April 2018, doi: 10.1109/TPEL.2017.2703153.

[4]M. Huang, Y. Lu and R. P. Martins, “A Reconfigurable Bidirectional Wireless Power Transceiver for Battery-to-Battery Wireless Charging”, in IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 34, no. 8, pp. 77457753, Aug. 2019, doi: 10.1109/TPEL.2018.2881285.